BÖLÜM : 1

www.muhendisiz.net
BÖLÜM : 1
1.GİRİŞ
Endüksiyonla ısıtma sanatı, metalik iş parçalarını belirtilen sıcaklık ve sürelerde
ısıtmaktır. Denetim kolaylığı, yüksek verimliliği, madde kayıplarının son derece düşük olması
tam otomatik üretime uygunluğu ve çevre kirliliği yaratmaması gibi nedenlerden dolayı
endüksiyonla ısıtma, ergitme ve sertleştirme günümüzde giderek yaygın bir kullanım
kazanmaktadır.[M.Handbook,1964] Yüzey ısıtma ve magnetik olmayan kısımlar için yüksek
frekans gücüne ihtiyaç vardır. Bundan dolayı, güç kaynağı radyo frekans bölgesinde min.
birkaç kW’ lık güç sağlayabilmek zorundadır. Endüksiyonla ısıtmada, malzemenin cins ve
ebadına, ısıl işlemlerin amacına göre, 50 Hz’ den 2 MHz’ e kadar frekans değerlerinde
alternatif gerilim veya güç kaynaklarına ihtiyaç vardır.[M.Handbook,1964] Normal olarak,
AC şebeke, frekans dönüştürücü, motor generatör grubu , vakum lambası vasıtası ile elde
edilir. Bu güç kaynaklarının çok büyük avantajlara sahip olan statik inverterlerle
sağlanmasına çalışılmaktadır.[Bodur,1993]
Yarıiletken güç elemanları ile gerçekleştirilen statik inverterler ile erişilebilen güç ve
frekans değerleri, rezonans devreli inverterler ve güç elemanlarındaki gelişmeler sayesinde,
sürekli ve hızlı bir şekilde artmış ve günümüzde MHz mertebesindeki frekanslara
yaklaşılmıştır. Bu amaçla 10 kHz’ lere kadar, akım kaynaklı ve yük komütasyonlu olarak
bilinen paralel rezonans devreli tristörlü inverterler 20 yıl kadar önce kullanılmaya başlandı.
Kapı sönümlü tristör GTO(Gate Turn-Off) ile 20 kHz’ lere, izole kapılı bipolar transistör
IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor) ile 100kHz’lere ve MOSFET(Metal Okside Schottky
Field Effect Transistor) ile birkaç yüz kHz’lere erişilmiştir. GTO, IGBT ve MOSFET ile yine
rezonans devreli inverterler gerçekleştirilmekte ve frekans yükseltilebilmektedir. Frekansın
yükseltilmesinde, en önemli rolü rezonans devreli inverterler oynamaktadır. [Bodur,1993]
Elektrik enerjisinin diğer enerji türlerine kolay çevrilmesi, üretimin kolay olması
özellikle de tüketiminde diğer fosil kaynaklı yakıtlar gibi çevreye zarar vermemesi, kontrollu
bir düzen olması ve çok çeşitli kaynaklardan elde edilebilmesi üstünlükleridir. [Cora,1992]
1
www.muhendisiz.net
BÖLÜM : 2
2. ENDÜKSİYON FIRINLARININ TARİHÇESİ VE ÜSTÜNLÜKLERİ
2.1. Tarihçe :
Endüksiyonla ısıtmanın dayandığı temel prensip, teorik düzeyde Faraday (1791 – 1867)
zamanında biliniyordu. Ancak bu devrede endüksiyonla ısıtma için yeterli güç kaynaklarının
bulunmamış olması nedeniyle teorik prensiplerin uygulamaya geçmesi mümkün olmadı.
Endüksiyon ocakları ile ilgili ilk patent 1897’de İngiltere’de Ferranti tarafından alındı.
Bulunan bu ocak tipine, metal bobinin dışına konduğu için “ halka” veya “nüveli” ocak adı
verildi. Ticari ilk uygulama ise 1900 yılında İsveç’te Gysimge’de Kjellin tarafından kurulan
80 kg kapasite ve 73 kW ğüçlü çelik ergitme ocağı oldu.
Daha sonraları 1906’da Essen (Almanya)’da Röchling Roden hauser ocağı geliştirdi .
Bu ocağın en önemli özelliği 750 kW’ lık bir güç ve 5 Hz frekans ile çalıştırılmasıydı. Güç
faktörünün daha iyi olacağı umularak bu ocakta frekans çok düşük tutulmuştur.
Endüksiyon ocaklarının bu devredeki en büyük problemi
özel, pahalı ve bakım
güçlükleri fazla olan jeneratörlere ihtiyaç gösteren frekans düşüklüğü olduğudur. Nitekim
1900-1910 yılları arasında metalin karbon almasını engelleyen curuf örtüsü altında çalıştırılan
ilk Heroult tipi ocaklarının piyasaya çıkarılması ile bu endüksiyon ocakları bütün özelliklerini
kaybederek terkedilmiştir .
1916’ da Ajax Metel Company’ den Dr.G.H.Clamer, Leeds and Northrup’tan elektrik
enerjisi ile ısı enerjisi elde edilmesi konusunda temel prensiplerle herhangi bir yanlışlığın
bulunup, bulunmadığının araştırılmasını istedi. Dr. Northrup bu konudaki çalışmaları sonunda
“ ümit verici “ olarak görünen tek yöntemin yüksek frekanslı indüklenmiş akımlarla ıstma
yöntemi olduğunu belirtiyordu.
Şebeke frekansında daha yüksek bir frekans ile çalışmada karşılaşılan en büyük sorun
kompanzasyon kondansatörlerinin yarattığı sorunlardır. General Electric Company’ nin kağıt
kondansatör üretimi ile bu sorun da çözümlenmiş ve şebeke frekansının üzerinde çalışma
imkanları artmıştır
İlk orta frekans ergitme ocağı 1927 yılında Sheffild’ da Electric Furnace Company
( EFCO ) tarafından gerçeklenmiş, bu tarihten sonra paslanmaz çelik üretimi ve özel alaşım
hazırlanmasında kullanımı yaygınlaşmaya başlamıştır.
2
www.muhendisiz.net
Ergitme ocaklarında karıştırma özelliği dolayısıyla düzgün bir metal ve ısı dağılımı,
alaşım kayıplarının azlığı, sıcaklık ve bileşim kontrolünün çok iyi olması, işlem görecek
malzeme özelliklerinin sınırlı olmaması, istenildiği zaman kısa süre içerisinde soğuktan
işletime alınabilmesi hava kirliliği probleminin olmayışı endüksiyon ergitme ocakları
kullanımının yaygınlaşmasında temel faktörlerdir.
Endüksiyon ocaklarının çelik ergitiminde en hızlı gelişme gösterdiği konu paslanmaz
çelik üretimi ve çelik dökümhanelerindeki uygulamaları oldu. Karbon kayıp veya kazanımının
bulunmaması, hurdayı seri olarak ergitebilmesi, krem ve diğer alaşım elementlerindeki
oksitlenme, kayıplarının düşüklüğü nedeni ile bu ocaklar paslanmaz çeliklerin üretiminde
kolaylıkla uygulanabilmiştir.
İkinci dünya savaşında sonra otomotiv endüstrisinin gelişimi elektromagnetik
endüksiyon ile ısıl işlemin önemini arttırmış, daha değişik uygulamaları için çalışmalar
hızlandırılmış ve yüzey sertleştirme işlemleri için radyo frekansında ısıtıcılar geliştirilmiştir.
Dalma etkisi dolayısıyla kontrol edilebilir işlem derinliği, kayıpların diğer sistemlere göre az
oluşu, bantta seri üretim için uygulama kolaylıkları, yüzey sertleştirme işlemlerinde
elektromagnetik indüksiyon ile ısıtma yönteminin kullanımını yaygınlaştırmıştır.
Endüksiyon
ısıtıcılarının ilk kullanılmaya başlandığı dönemlerde ilk yatırım
maliyetlerinin diğer sistemlere göre yüksek olduğu bir gerçektir. Özellikle orta frekans
ısıtıcılar ( motor-alternatör grupları) hem ilk yatırım, hem de periyodik bakım giderleri
açısından pahalı bir sistem oluşturmaktadır. 1966 yılından itibaren yarıiletken güç
sistemlerinin geliştirilmesi ile endüksiyon ergitmede yeni bir devir başladı. Bu devrede son
zamanlarda kaydedilen en önemli gelişme değişen frekanslı (VSP) endüksiyon ocakları
olmuştur. Yarıiletken teknolojisin gelişimi ile bu ekonomi sorunu önemini kaybetmiş ve bu
alandaki çalışmaları günümüzde oldukça yaygınlaşmasını sağlamıştır.
2.2. Endüksiyon Fırınlarının Diğer Isıtma Yöntemlerine Göre Üstünlükleri :
Endüksiyon ısıtmanın, metal- işleme endüstrisinde yaygın kullanımına neden olan bazı
avantajları şunlardır.
1) Metalleri ısırma süresi çok kısadır.
2) Bütün parçayı ısıtmak yerine yüzeyin istenile bölümlerini ısıtabilme yeteneği
3) Gücün yalnızca gerektiğinde ısıtma için kullanılması-sürekli fırın sıcaklığının korumak
zorunluluğunun bulunmaması
4) Kullnıcıya fuel-oil veya gaz ateşlemeli fırınlardan daha iyi çalışma imkanı sağlanması
3
www.muhendisiz.net
5) Diğer fırınlarda kullanılan gazlar nedeni ile hava kirliliğinin bulunmaması
6) Ergitmede alaşımların mükemmel şekilde karışması
7) Öncelikle son yıllarda ortaya çıkan hammadde ve yakıt darboğazına karşılık, endüksiyon
fırınlarında atom enerjisinde yararlanılabilir.
8) Fırın ısısının kontrolünün çok kolay ve hassas bir şekilde gerçekleştirilebilmesi
4
www.muhendisiz.net
BÖLÜM : 3
3. ENDÜKSİYON İLE ISITMA TEORİSİ
3.1. Tanım :
İndüksiyon ısıtma metal veya elektriksel olarak iletken bir malzemenin elektromanyetik
bir alan içersine konması ile malzeme içine indüklenen akımların oluşturduğu ısıya bağlı
olarak materyallerin özelliklerini değiştirmesi veya çeşitli işlemlerden geçirilmesine yarayan
bir ısıtma metodudur.
Endüksiyonla ısıtmanın en basit ve genel örneği transformatör çekirdekleri ile motor
içinde çekirdek kayıplarının neden olduğu ısınmadır. Ancak bu tür bir ısınma istenmeyen bir
özelliktir. Bu ısınmanın önlenmesi için gerekli önlemler alınmaktadır. Buna karşılık ısınma
özelliğimden faydalanılacak bir başka endüstri dalı geliştirilmiştir.
3.2. Endüksiyon Bobinleri :
Endüksiyon ile ısıtma için gerekli değişken manyetik alan bir bobin içinden geçen
alternatif akımla elde edilir. Bu akımın frekansı her uygulama için uygun bir değer alır.
3.3 Endüksiyon Isıtma Spektrumu :
Bir iş parçasının belirli bir güç sistemi ile verimli bir şekilde ısıtılıp ısıtılmayacağı , iş
parçası malzemesinin
elektriksel özelliklerine , manyetik özelliklerine, büyüklüğüne,
ulaşılması istenen sıcaklık ve uygulanacak frekansa bağlıdır. Küçük çaptaki parçaların
ısıtılması veya küçük çaplı ocaklarda metal ergitimi daha yüksek frekanslara ihtiyaç gösterir.
Belirli bir frekansla ısıtılabilen veya ergitilebilen bir malzeme daha yüksek frekanslarda da
ısıtılabilir veya ergitilebilir. Ancak belirli bir frekansta aşağıdaki tabloda verilen boyutlardan
daha küçük boyutlardaki malzemelerin ısıtma veya ergitme verimi önemli ölçüde düşer.
5
www.muhendisiz.net
Tablo 1 : Verilen sıcaklıklara etkili olarak ısıtılabilecek en küçük parça çapları.
Malzeme
Erişilecek
Frekans
Ve
Sıcaklık
Şebeke
İşlem
°C
Frekansı
60
Motor-Jeneratör
1000 3000 10.000
Hz
Ark Osilatörü
Vakum Tüpü
50.000 200.000 450.000 2.000.000
Parça Çapı mm
Alüminyum
Ekstrüzyon
510
81
20
11,5
6,4
2,8
1,4
0,9
0,45
Lehim
650
94
22
13,2
7,1
3,0
1,6
1,1
0,51
260
76
18
10,7
5,8
2,5
1,3
0,9
0,41
Gümüş
650
91
22
12,9
7,1
3,0
1,6
1,0
0,51
Lehimi
950
104
25
14,7
8,1
3,6
1,8
1,2
0,56
1090
84
21
11,9
6,6
3,0
1,5
1,0
0,45
330
185
45
25
14,2
6,4
3,3
2,1
1,02
540
35
9
5,1
2,8
1,3
0,6
0,4
0,20
Sertleştirme
870
280
68
38
21,6
9,6
4,8
3,2
1,52
Dövme
1200
290
71
41
22,4
9,9
5,1
3,3
1,57
Ergitme
1510
295
74
43
22,9
10,2
5,1
3,4
1,60
260
91
22
12,7
7,1
3,0
1,6
1,0
0,51
Pirinç
Yumuşak
Lehim
Ergitme
Bakır
Ergitme
Kurşun
Ergitme
Çelik
Gerilim
Giderme
Çinko
Lehim
6
www.muhendisiz.net
3.4. Endüksiyon ile Isıtma Prensibi ve Kullanım Alanları :
Endüksiyon ısıtmanın genel prensibi elektromanyetik enerjinin ısı enerjisi haline
dönüştürülmesine dayanır. Değişken bir manyetik akım iletken madde üzerinde bir gerilim
indükler. ( Faraday kanunu ) İndüklenen bu gerilim , ( Lenz kanunu’ na göre ) iletken
üzerinde kendisine karşı oluşturulan akıma karşı koyacak şekilde bir akım yaratır.
İletkende yaratılan bu eddy akımı I²x R ile tanımlanan gücü ısı enerjisi halinde açığa
çıkarır. Bu olayın pratikte nasıl gerçekleştiği basit olarak aşağıdaki gibi gösterilebilir.
Şekil.3.1.Endüksiyon ısıtmanın basit olarak gerçekleşmesi.
Şekil.3.1’ de görüldüğü gibi sekonderi tek sarımdan oluşmuş ideal bir trafo ele alınsın.
Eğer primer sarım sayısının , sekonder sarım sayısına oranı n ve primer akımı da Ip, sekonder
akımı Is = nIp olacaktır. Primer akımına göre hayli yüksek olan bu akım iş parçasını çevreleyen
endüksiyon bobininden geçerken güçlü bir manyetik akım oluşturur. Bu akım da iş parçasına
bir gerilim indükleyip akım oluşturur.
Endüksiyon ısıtmada ısıtılacak parçanın her tarafı eşit miktarda ısı almamaktadır. Yalnız
ısıtılacak parça ısıyı çok iyi ileten cinsten ise, parçanın her tarafı birbirine yakın miktarda
ısıtılabilmektedir. Endüksiyon ısıtma parçanın yüzeyinde çok yüksek, iç kısımlarında az,
merkezinde ise daha az bir ısı meydana getirmektedir. Bu ısınma akım kaynağının frekansına
ve deri olayına bağlı olarak değişmektedir.
7
www.muhendisiz.net
3.5. Dalma Derinliği :
Endüksiyonla ısıtmada, malzemenin cinsine, büyüklüğüne ve amaca göre, uygun
frekansın seçimini sağlayan önemli bir büyüklük Nüfuz Derinliği çok sık kullanılan bir
ifadedir. Bütün akımın, malzeme yüzeyinden itibaren ve yüzeydeki yoğunlukla geçmesi
halinde , erişebileceği derinliğe Nüfuz Derinliği adı verilir.[ Akkaya,1993 ] Bu derinlik ;
bağıntısı ile tanımlanır.
r = Özgül direnç ( W.mm²/m )
mr = Bağıl manyetik geçirgenlik (A/m)
f = Frekans (Hz)
d
= Nüfuz derinliği ( mm )
Eşitlikten görüleceği gibi frekansın artması deri kalınlığını azaltır. Dolayısıyla akım
parçanın en dış yüzeyinde dağılır. [Sazak,2000]
Malzemenin iletkenliği büyük ölçüde sıcaklığa bağlı olduğundan ortalama sıcaklığın
alınması gerekir. Aynı şekilde mr bağıl manyetik geçirgenliği de sıcaklığa bağlıdır. mr ayrıca
demir cinsi malzemelerde alan şiddetine de bağlıdır. Alışılmış olan şiddetleri için düşük
sıcaklıklar için mr 50 ile 100 arasında alınabilir. Curie noktasının üzerinde demir cinsi
malzemeler manyetik özelliklerini kaybettiklerinden mr=1 olur. Karbon yüzdesi az olan
karbon çeliklerinde Curie noktası 768°C’ dir.
Kullanılan frekans ne kadar büyük olursa, Akım Nüfuz Derinliği o kadar küçük olur.
Demir cinsi malzemelerde Curie noktasının altındaki hayli küçük olur. Curie noktasının
üstünde ise demir olamayan metallerden de büyüktür. Isıtmada iyi bir verim sağlayabilmek
için ısıtılacak parçanın kalınlığı veya çapı en az Akım Nüfuz Derinliğinin 4 katı olmalıdır.
Pratik olarak frekansın seçilmesi bu şart sağlanacak şekilde yapılabilir. [ Yıldırmaz,1988 ]
3.6. Isı Transferi Aşamaları :
Isıtma süresi boyunca
sıcaklık parça üzerinde dengeli dağılmaz. Parçanın hemen
altında ısı dağılımı mümkün olur. Yani bu bölümdeki metal ergimeye başladığı halde parçanın
iç kısımları yeterince ısınmamış olur. [Jansses,1993] Yüksek frekansların parçanın yüzeyi ile
merkezi arasındaki ısı farkını artırdığını göstermiştir. [Annen,1975] Endüksiyon ile ısıtmada
ısı dağılımı üç aşamada incelenebilir.
8
www.muhendisiz.net
1) Transient aşaması : Parçanın yüzeyine enerji uygulandığında ısı hemen yükselmeye başlar.
Bu anda parçanın diğer kısımları hiç ısınmaz. Parça üzerindeki her bir tabaka ısı transfer
etmeden önce kendi tabakasında ısı depo eder. Bu aşama her tabaka kendi enerjisini depo edip
diğer kısma aktarana kadar devam eder.
2) Sabit Isı Yükselmesi : Transient aşaması bittiğinde ısı tüm parça boyunca doğrusal şekilde
yükselir. Yani W/m³ oranı sabittir.
3) Soğurma Zamanı : Genellikle parçanın merkezi ile yüzeyi arasındaki sıcaklık farkı
parçanın hemen kullanılabilmesi için çok yüksektir. Bu nedenle dengeli ısı dağılımı için
zamana ihtiyaç vardır.
3.7. Endüksiyon ile Isıtmada Kullanılan Güç Kaynakları :
Genel olarak endüksiyon ısıtmada güç 50 Hz’ de doğrudan şebekeden, 50 Hz frekans
dönüştürücülerden, 1-10 kHz arasında motor-generatör grubundan ve 100-500 kHz arasında
ise vakum lambasından sağlanır. [Bodur,1993] Endüksiyon ısıtma alanında yarıiletkenlerle
gerçekleştirilen statik güç kaynaklarının kullanımı gün geçtikçe artmaktadır. Bu kaynaklar
motor- alternatör sistemlerinde kullanılan güç kaynaklarının pek çok dezavantajlarını ortadan
kaldırır. [Greve,1969]
Burada düşük ve orta frekans bölgelerinde genellikle gerilim, radyo frekansı ( yüksek
frekans ) bölgelerinde ise akım sabit tutulmaktadır. [Elfellah,1987 ]
Endüksiyon ısıtma kaynakları seçilirken şu esaslar temel alınmalıdır. Birincisi kuruluş ve
işletme sırasındaki maliyetler diğeri ise ısıtılacak parça üzerindeki ısının dağılım şeklidir.
Uygun güç kaynağı seçimi hem işim maliyetini belirlerken ayrıca işletme maliyetlerine de
etki eden önemli bir faktördür. Endüksiyon ısıtma sistemlerinde kullanılan güç kaynakları,
çalışma frekansları , güçleri ve kullanım alanları şekil.3.2’ de görülmektedir.
9
www.muhendisiz.net
Şekil.3.2 Endüksiyon ısıtma uygulamalarında seçilen güç seviyeleri ve frekanslar.
3.7.1. Kaynak Frekanslı Sistemleri :
İlk yatırım maliyetlerinin düşük olması, bakım ve onarımın kolay olması, büyük çaplı
endüksiyon ısıtma uygulamalarında şebekeyi kullanımı yaygınlaştırmıştır. Dalma derinliği 10
mm ile 100 mm arasında değişmektedir. Dalma derinliğinin büyük olması nedeniyle düzgün
ısı dağılımı gerektiren
büyük çaplı dövme işlemlerinde ve ergitme ocaklarında
kullanılmaktadır. Verim ve işlem hızı yüksek frekanslı uygulamalara göre düşüktür.
Şekil.3.3’ te temel bir şebeke frekanslı sistemin blok diyagramı görülmektedir. Bu sistemlerde
anahtar elemanı olarak genelde kontaktörler kullanılır. Güç katsayısını yükseltmek için
kompanzasyon
amaçlı
kondansatör
grupları
konmuştur.
Transformatör
empedans
uygunlaştırmada ve düşük gerilimli bobinin yüksek gerilimli kaynaktan beslenmesini sağlar.
Beslenen bobinin sarım sayısı, sipir sayısı, bobin çapı gibi parametreler ısıtılacak parçanın
10
www.muhendisiz.net
özelliklerine göre belirlenir. Bu sistemlerde bobin yeteri kadar soğutulmalıdır. Bu işlem
genelde bobinin içinden soğuk su geçirilmesi ile yapılmaktadır.
Şekil.3.3 Kaynak frekans sistemi blok diyagramı.
3.7.2 Orta Frekanslı Sistemler :
Endüksiyon ısıtıcılarının seri üretime uyarlanabilmeleri, daha küçük çaplarda ve hızlı
ısıtma yapma gerektiren işlemlerde kullanılma gereksinimleri çalışma
frekansının
yükseltilmesini gerektirmektedir. Bu sistemler parçaya şekil verme, ısıtma, küçük çaplı eritme
ve parçaların kaynak yapılması gibi yerlerde kullanılır: [Sazak,1999] Bu sistemlerin çalışma
aralığı yaklaşık 1-50 kHz arasındadır.
Şekil.3.4 Orta frekans sistemi blok diyagramı.
Şekil.3.4’ te blok diyagramı verilen bu sistem ilk önce doğrultmaç devresi yardı ile
işaret doğru akıma çevrilir. DC/DC konvertör dönüştürülen DC’ yi sistemin ihtiyacına göre
yükseltir veya düşürür. Filtre elemanları inverter girişimindeki parazitleri ortadan kaldırır.
DC/AC inverter ise girişindeki doğru akımı istenilen değer ve frekansta AC’ ye çevirir. Bu
işaretle bobin beslenir ve ıstma işlemi gerçekleştirilir.
11
www.muhendisiz.net
Bu frekans sistemleri 1970’ li yıllarda ( 1-10 kHz ) motor- altternatör sistemler yaygın
olarak kullanılmıştır. Bunlar dönen makinelere sahip oldukları için düşük verim, sabit frekans
ve yüksek işletme maliyeti gibi bazı dezavantajı vardır. [Greve,1969] Buna karşın son yıllarda
tristör anahtarlarda hızlı çalışma ve yüksek verim olanaklarına bağlı olarak statik güç
kaynakları kullanımı bu dezavantajları büyük oranda ortadan kaldırmıştır. [Sazak,1997]
3.7.3. Yüksek Frekans Sistemleri :
Bu bölüm geniş olarak 4. ve 5. bölümlerde ele alınacaktır.
Buraya kadar endüksiyon ısıtma hakkında genel bir bilgi verilmiştir. Bundan sonra bu
tezin konusunu oluşturan yüksek frekansla endüksiyon ısıtma üzerinde durulacaktır.
12
www.muhendisiz.net
BÖLÜM :4
4. YÜKSEK FREKANSLA ENDÜKSİYON ISITMA
Yüksek frekans ( 50 kHz- 10MHz ) indüksiyon ısıtıcı sistemlerin amacı metalin dış
yüzeyinin ( 0,1-1mm) kısa sürede ısıtılmasıdır. Güç kaynağı temelde triod lamba kullanılarak
C tipi titreşim üretecinden oluşturulmaktadır.
Geçmiş yıllarda yüksek frekanslı sistemlerde tek seçenek vakum tüplerdi. Kısa ömürlü
olmaları, düşük verim bu tiplerin en büyük dezavantajlarındandır. Bunların yerini son yıllarda
yaygın olarak kullanılan yarıiletken anahtarlar almaktadır. Bu alanda yaygın olarak kullanılan
MOSFET, IGBT, GTO, BJT’ dir. Yüksek verimlilik sağlayan bu elemanların anahtarlama
frekansları birkaç yüz kHz’ekadar çıkar.[Sazak,1997]
Yüksek frekans indüksiyon ısıtıcı sistemleri yüzey sertleştirmede, eritmede ve belirli bir
noktanın kaynak yapılmasında kullanılır.
4.1 Lambalı Osilatörler :
Isıtma işlemlerinde kullanılan lambalı osilatörler üç kısımdan meydana gelmektedir.
Bunlar, bir transformatör, bir redresör ve bir osilatördür. Isıtma devresinin frekansı yükün
karakteristiğine bağlı olarak değişmektedir. Sistemin tam çalışması için yük
devresinin
rezonansta olması gerekir. Devre tam dalga bir redresör tarafından beslenmekte ve gri
kumandalı vakumlu bir tüpte kumanda edilmektedir. Redresör gerilimi bir transformatör
tarafından sağlanmakta ve redresör 7500 volt ile 15000 volt arasında bir yüksek gerilim ile
beslenmektedir. Şebeke bir veya üç fazlı olabilir. Her faz için iki adet lamba kullanılarak altı
tüplü üç fazlı bir redresör meydana getirilmektedir.[Güçlü,2000]
Şekil.4.1’ de lambalı osilatörler devresinin prensip şeması görülmektedir. Genel olarak
redresör devresi 4 veya 6 tüpten meydana gelmektedir (tüp yerine aynı özellikte olmak şartı
ile silikon diyot konması daha avantajlıdır). Bunun çıkışına filtre kondansatörü ve filtresi
eklenir. Lambaların ısısı su ile soğutma veya vantilatörle soğutma sistemi ile düşürülür.
Tüplerde ısı birikimini önlemek için sistem durduktan sonra soğutma sistemi bir müddet daha
çalıştırılır.
13
www.muhendisiz.net
Şekil.4.1 Eklatörlü jeneratörde sönümlü osilasyon.
Sistemin frekansı, gri uyartımı ile rezonanas devresine bağlı olarak değişmektedir.
Kolpit( colpitt ) montajında ( şekil.4.2.a ) katot-gri ayarlama gerilimi rezonans devresi
kondansatörünün orta ucundan alınan bir ek ile elde edilmektedir. Gri kuplajı devrede
(Şekil.4.2.b) ayarlarına göre gerilimi rezonans devresi bobinlerine bir bobinin uçlarından
alınır. Hardley devresinde kolpit devresindeki kondansatörler yerine endüktans bobinleri
kullanılır. Bunların orta ucundan ayarlama gerilimi alınır.[Çolpan,2000]
(a)
(b)
Şekil.4.2 Lambalı osilatörün prensip şeması.
4.2. Endüksiyonla Yüzey Sertleştirme ve Homojen Isıtma :
Sertleşebilen bir çelik malzeme, yüzeyinden itibaren istenilen bir derinliğe kadar,
uygun frekans ve güçte endüksiyonla östenitleşme sıcaklığına kadar ısıtılıp, uygun ortamda
14
www.muhendisiz.net
soğutularak sertleştirilebilir. Yüzey ısıtmanın,ısı malzeme içerisine iletilmeden tamamlanması
gerektiğinden, güç yoğunluğu, homojen ısıtmaya göre oldukça yüksek olmalıdır. Yani ışınma
süresi kısa olmalıdır. Uygulamalarda çoğunlukla işlem malzeme yüzeyinden 0,25 mm ile
5 mm derinlikler arasında gerçeklendiğinden , dalma derinliğini azaltmak amacıyla yüksek
çalışma frekansları kullanılmaktadır. Bu alandaki çalışmalar şok ısıtma üzerine yoğunlaşmış
ve çoğunlukla radyo frekanslı ısıtıcılar kullanılmaktadır.[Bodur,1993]
Endüksiyonla homojen ısıtma, düşük frekans ve düşük güç yoğunluklarında
sertleştirilme, haddeleme, menevişleme ve gerilme giderme amaçları ile yapılır. Şekil 4.3 ve
Şekil 4.4’ de homojen ısıtmada, çapa göre sırasıyla ısınma süresi ve minimum ekonomik
ısıtma frekansının değişimleri görülmektedir.
Şekil.4.3.Frekans
Şekil.4.4.Ekonomik
parametre olmak üzere
ısıtma için min.
homojen ısınma süresinin
frekansın çapa
çapa göre değişimi
göre değişimi
Yüzey serleştirmede, sertleştirme derinliğine göre gerekli frekans ve güç yoğunluğu
değerleri tablo.1’ de görülmektedir. Buna göre, frekansın ve güç yoğunluğunun yüksek
seçilmesi halinde sertleşme derinliği azalır.
Tablo.2’ de ise , çeliğin homojen ısıtılmasında, malzeme çapına göre seçilebilecek
frekans ve güç yoğunluğu değerleri görülmektedir. Aynı malzeme için , frekans yükseltilirse ,
güç yoğunluğu azaltılmalıdır.
Genel olarak malzemenin cinsine, çapına ve ısıtma amacına frekans seçimi yapılmalıdır.
Frekans arttıkça ısınma derinliği düşer.
15
www.muhendisiz.net
Tablo .1. Yüzey sertleştirmede gerekli güç yoğunluğu. Tablo.2.Çeliğin Homojen Isıtılmasında
Gerekli Güç Yoğunluğu
Frekans
(kHz)
500
10
3
1
Sertleşme
Giriş Güç
Giriş Güç Yoğunluğu
Derinliği
Yoğunluğu
(W/cm²)
( mm )
(kW/cm²)
Frekans 150 427 760 982 1093
Düş.
Orta
Yük.
(Hz)
427 760 982 1093 1204
0,38-1,14
1,1
1,6
1,9
1,14-2,69
0,5
0,8
1,2
60
9
23
-
-
-
1,52-2,29
1,2
1,6
2,5
180
8
22
-
-
-
2,29-3,05
0,8
1,6
2,3
1000
6
19
80 155
3,05-4,06
0,8
1,6
2,2
3000
5
16
62
85 109
2,29-3,05
1,6
2,3
2,6
10000
3
12
47
70
3,05-4,06
0,8
2,2
2,5
4,06-5,08
0,8
1,6
2
5,08-7,11
0,8
1,6
1,9
Isınma Sıcaklığı (°C )
217
85
Aşağıdaki şekilde sertleşme derinliği, ısıtma süresi, güç yoğunluğu ve çalışma frekansı
arasındaki ilişki gösterilmiştir.
Şekil.4.5. Sertleşme derinliği, ısıtma süresi, yüzey güç yoğunluğu ve çalışma frekansı
arasındaki ilişki.
16
www.muhendisiz.net
4.3. Rezonans Devreli İnverterler
4.3.1.Rezonans Devreli İnverterlerin Genel Özellik ve Üstünlükleri :
Paralel ve seri olmak üzere iki türlü rezonans devreli inverter vardır. Her iki inverter
için , devre şeması, Şekil.4.6’ de görülmektedir.
(a)
(b)
Şekil.4.6. Paralel (a) ve seri (b) rezonans devreli inverterlerin, devre şeması.
Şekil.4.6.a ve Şekil.4.6.b’de farklı iki frekans dönüştürücü konfigürasyonu görülüyor.
Bunlardan biri seri inverter ile diğeri de paralel inverter ile gerçekleştirilmiştir.
Kompanzasyon kapasitesinin bobine seri bağlanmış inverter tipi seri, paralel bağlanması ile
de inverter tipi paralel olmaktadır.
İnverter, yük kapasitif özellikli olacak şekilde çalıştırıldığında, yük denetimli doğal
komitasyonludur. Tristörlü olarak çalışması mükemmeldir. Tristörler doğal olarak söner ve
sonra faz farkı kadar negatif gerilimle tutulurlar. Bu özellik, inverter devresine, tristörlü
olarak oldukça yüksek frekanslarda çalışma imkanı sağlar.
Yük rezonans inverter sistemi blok şeması ve güç kontrol yöntemi şekil.4.7’ de
gösterilmiştir.[Balbozan,1984]
17
www.muhendisiz.net
Şekil.4.7.Yük rezonans inverter sistemleri blok şeması.
Bu sistemde güç kontrolü inverter besleme gerilimi genliği kontrolü ile sağlanır ve yük
kalite faktöründen bağımsızdır. Komutasyon yük elemanları ile gerçeklendiğinden verim
yüksektir.
Paralel inverter sabit akım beslemeli olup üç faz tristörlü doğrultmaç ve büyük bir akım
reaktörü (Ld) ile sürülmektedir. Yük tank devresi üzerinde gerilim dalga şekli sinüsoidal ,
tristör akımı dalga şekli kare dalgadır. Ld sabit akım reaktörü inverter sürülme akımında
amaçlanan dalgalanma genliğine göre hesaplanır. Endüksiyon bobininin çekeceği reaktif
gücün paralel kondansatör tarafından sağlanması nedeniyle tristör akımı endüksiyon bobini
akımından azdır. Bu sistemin kendiliğinden kalkınması mümkün olamadığından başlangıçtan
normal çalışma koşulları sağlanıncaya kadar
ek kalkındırma donanımına gerek vardır.
Kalkındırma için kullanılan iki örnek donanım Şekil.4.8 ve Şekil.4.9’ de verilmiştir.
Şekil.4.8’ da gösterilen devrede kalkınma için T5-T2, T3-T6 , T5-T2... sıralaması ile tristör
grupları iletime alınıp, C kondansatörü üzerinde komutasyon için yeterli gerilim genliğine
ulaşıncaya kadar bu işleme devam edilir, daha sonra T1-T2, T3-T4, T1, T2 sıralaması ile tristör
grupları iletime alınarak normal çalışmaya geçilir.
18
www.muhendisiz.net
Şekil.4.8.Kalkındırma donananımı.
Şekil.4.9.Kalkındırma donanımı.
Şekil.4.9’ de gösterilen devrede ise başlangıçta T5 tristörü iletime alınır. Ld-T5-R1- Cst
üzerinden üstel artan akım artmaya başlayacaktır. ( R1<<R2 olduğu için Ld-T5-R1-R2 kaynak
ve Cst-R2 çevrimleri bu peryod için ihmal edilebilir.) İld inverter çalışma koşullarındaki genliğe
ulaştığı an T1-T2 veya T3-T4 temel tristör gruplarından herhangi bir grup iletime alınır. Bu
anda yük gerilimi sıfır olduğundan, Cst kondansatörü üzerindeki gerilim R1-T5-Yük-Cst
çevrimiyle
boşalmaya
çalışacak,
böylece
T5
tristörü
kesime
zorlanacaktır.
İld
akımının,inverter çalışma akımına eşitlenmesi koşulundan sonra T1-T2, T3-T4, T1-T2....
sıralaması ile tristör grupları iletime alınarak inverter normal çalışmasına geçilir. T5 tristörü
19
www.muhendisiz.net
susturulduğundan Cst kondansatörü R2 direnci üzerinden boşalarak ikinci bir kalkınma işlemi
için hazır duruma gelecektir.
Şekil.4.6.b’ de gösterilen biçimde gerçeklenmiş seri inverter üç faz tristörlü çevirici ve
tank devresinin karakteristiğini pek etkilemeyecek büyüklükte kondansatör kullanılarak sabit
gerilim ile sürülmektedir. Tank devresi üzerindeki gerilim dalga şekli kare, akım dalga şekli
sinüsoidaldir. Bu tür inverter kendiliğinden kalkınabilir. Kısa devre veya aşırı akım
sınırlamaları için
önlem almak gereklidir. Yük akımının tamamının tristörler üzerinden
geçmesinin ve tristör susma sürelerinin getireceği sorunlar seri inverter tasarımında ve tristör
seçiminde oldukça dikkatli bir çalışma gerektirir.
Seri kapasitör kompanzasyonlu inverterde ana gücü inverter çıkışında tutmak için,
çalışma frekansının üst sınırı rezonans frekansından yüksek olacaktır.
Seri inverter , besleme için doğru gerilim kaynağına gerek duyarken , paralel inverterler
ise doğru akım beslemeli olarak çalışmaktadır. Bu nedenle seri kompanzasyonda diyot
doğrultucular ve LC filtre gerilim kaynağını gerçeklemede kullanılabilir. Paralel inverterde ise
kontrollü doğrultucu ve DC bağlantı endüktörü akım kaynağını oluşturmaktadır.
Aşağıdaki tabloda seri ve paralel rezonans devreli inverterlerin karşılaştırılması
yapılmıştır. [Bodur,1993]
Tablo-3 Paralel ve seri rezonans devreli inverterin karşılaştırılması.
Karşılaştırma Konusu
Paralel R. Dev. İnverter
Seri R. Dev. İnverter
Girişte
Büyük L akım sabit
Büyük C gerilim sabit
Çıkışta
Gerilim sin. ve artabilir
Akım sin. ve artabilir
Komütasyon türü
Doğal
Doğal
AC şebekeyi bozma
Fazla
Az
Dinamik hız
Düşük
Yüksek
Yükten etkilenme
Çok
Az
Kontrol
-
Daha kolay
Kararlılık
-
Daha iyi
Ters akım diyodu
Yok
Var
Tristörde
di/dt yüksek
du/dt yüksek
Tristör iletime girerken
Gerilim değeri düşük
Akım değeri düşük
Tristör iltimden çıkarken
Gerilim düşük
Akım sıfır
Diyot iletimden çıkarken
-
Akım düşük
20
www.muhendisiz.net
Tablo-3 incelendiğinde, seri rezonans devreli inverterlerin daha avantajlı olduğu
söylenebilir.
4.3.2. İnverterin Çalışma ilkesi :
İnverterler, doğru akım enerjisini alternatif akım enerjisine dönüştüren güç elektriği
devrelerdir.
İnverterler, çalışma ilkesini şekil.4.10 yardımı ile açıklayabiliriz. A1-A2 anahtarları
kapalı, A3-A4 açık iken r yüküne uygulanan Vd kaynak gerilimi yükten şekilde gösterilen
yönde akım akmasını sağlar. A3-A4 çifti A1-A2 çiftinin tümleyeni olarak çalıştığından A3-A4
kapandığında A1-A2 açılır ve yüke uygulanan gerilimin yönü değişir. Anahtar çiftleri eşit
süreler boyunca açılıp kapandığında yüke kare dalga biçiminde alternatif gerilim uygulanmış
olur.
İnverterler doğru gerilim kaynağından beslendiklerinden devre anahtar elemanı olarak
yer alan transistörlerin komütasyon, kesime götürülme sorunları vardır. Komütasyon tipine
göre eviriciler, şebeke komütasyonlu ve serbest komütasyonlu olmak üzere iki grupta
toplanabilir.
Şekil.4.10 İnverterin çalışma ilkesi.
Yük devresinde çıkış akımını destekleyecek yönde gerilim kaynağı bulunduran
doğrultucular şebeke komütasyonlu inverterlerdir. Örneğin 3 fazlı yarım dalga doğrultma
devresinde tetikleme açısı µ>90° yapılabildiğinden çıkış gerilimi Vd negatif olur. Devre
evirme modunda çalışarak doğru akım kaynağından aldığı enerjiyi alternatif akım devresine
aktarır.
21
www.muhendisiz.net
Serbest komütasyonlu inverterlerde alternatif akım şebekesi bulunmadığından öz veya
zorlanmış komütasyon yöntemlerinden yararlanılır. Zorlanmış komütasyonlu devrelerde çoğu
kez, bir yarı periyot tristörü yardımcı tristör gibi kullanılarak eleman azaltma yoluna gidilir.
4.3.3. Rezonans Devreli İnverterlerdeki Gelişmeler :
Endüksiyonla ısıtma amacıyla, sürekli olarak rezonans devreli inverterlerle erişilebilen
frekans ve güç değerlerini yükseltmenin yolları aranmıştır. Yarıiletken eleman üretimindeki
son gelişmeler bu çalışmaları hızlandırmıştır.
Frekans, anahtarlama güç kayıplarını azaltarak ve daha hızlı elemanlar kullanılarak
yükseltilebilir. Güç ise elemanlardan tam faydalanmak, güç kayıplarını azaltmak ve daha
güçlü elemanlar kullanmak suretiyle artırılabilir.[Akkaya,1993]
Seri rezonans devreli inverterlerde, tristörler negatif gerilime maruz kalmadığından,
simetrik tristörler yerine. Daha hızlı olan asimetrik tristörler kullanılabilir. Aynı çıkış gücünün
eldesi için, aynı hızda asimetrik tristörler kullanıldığında, elemanların toplam anahtarlama
gücü 1/Ö2’ ye inmektedir. Paralel rezonans devrede kullanılan 10ms’lik simetrik tristörler
yerine, seri rezonanslı devrede 3 ms’lik asimetrik tristörler kullanıldığında anahtarlama
gücü1/3’e düşmektedir. O halde seri rezonans devreli inverterlerde, daha yüksek güç ve
frekanslara çıkılabilir.[Dawson,1991]
GTO kullanarak, faz farkını sıfır tutup, kapı yardımıyla sönüm sağlandığında, frekans ve
güç yükseltilebilmektedir.[Mertens,1991]
Rezonans devreli inverterlerde, IGBT kullanıp, faz farkı sıfır civarında tutularak,
100kHz ve kW mertebelerine çıkılabilmektedir.
MOSFET’in anahtarlama hızı oldukça yüksek olup, 20 ile 100ns arasındadır. Dahili ters
akım diyodu ise, MOSFET’e göre oldukça yavaş olup, sönme süresi 200ns’den fazladır. Seri
rezonans devreli inverterlerde diyodun zorla söndüğü kapasitif yükte etkili olup,
kendiliğinden söndüğü endüktif yükte etkisizdir.[Bodur,1993]
Bu prensibe dayanarak, endüksiyonla ısıtma amacıyla, Westinghause Elektrik şirketi
MOSFET’le seri rezonans devreli radyo frekans genaratörü gerçekleştirmiştir. Daha önce RF
genaratör vakum lambası ile yapılabiliyordu. Bu statik RF genaratörü, 100 ile 500 kHz ve
1Kw ile 400 W değerinde olup, endüktif fakat birim güç kat sayısı civarında çalışmaktadır.
Aynı akımda, PWM inverterdeki toplam güç kaybı yaklaşık olarak 5 katı frekansla
çalışan rezonans devreli inverterin güç kaybı kadardır. Yine, bir rezonans devreli inverterde,
22
www.muhendisiz.net
200 kHz’in altında IGBT’nin, üstünde ise MOSFET’in toplam güç kaybının daha az olduğu
tespit edilmiştir.[Rangan,1989]
4.3.4. Seri Rezonans Devreli Bir İnverter Uygulaması :
Şekil.4.11’ de görülen, iki adet kompanzasyon kondansatörünün kullanılmasıyla, 2 adet
tristör ve iki adet diyot ile gerçekleştirilen, seri rezonans devresinin laboratuarda bir
uygulaması yapılmıştır. Uygulama devresinden osiloskop ile alınan resimler şekil.4.12’ de
gösterilmiştir.
Devrenin mükemmel olarak çalıştığı, ac şebekeden çok az reaktif güç çektiği ve güç
yoğunluğunun düşük olması sebebi ile ancak homojen ısıtma ve yüzey sertleştirmede
kullanıldığı gözlenmiştir.[Bodur,1993]
Şekil.4.11.Seri rezonans devreli uygulama devresi.
(a)
23
www.muhendisiz.net
(b)
(c)
Şekil.4.12. Kapı sinyalleri (a), rezonansa en yakın (b)
ve yaklaşık yarı rezonans (c) frekansındaki
çıkış akım ve gerilim dalga şekilleri.
4.3.5.Yük Komütasyonlu Yarım Köprü Seri İnverter :
Bu çalışmanın seri inverter üzerinde yoğunlaşması nedeniyle bu bölümde seri inverter
çözümü üzerinde durulacaktır. Yarıiletken eleman sayısının azlığı ve denetleyici donanımın
kolaylaşması nedeni ile Şekil.4.13’ de verilen yarım köprü tipi seri inverter üzerinde çalışmak
daha uygun görülmüştür.
Şekil.4.13.Yarım köprü tipi seri evirgeç.
Şekilde verilen yarım köprü seri inverterde İ2(t) akımı sıfıra düşerek T2 tristörü kesime
zorlanmış, C kondansatörü üzerinde Vc(t o) » 0 başlangıç koşulu sağlanmış olsun. T1 tristörü
şekil.4.14’ te gösterilen kapı işareti ile to anında iletime alındığında
to< t< t1 aralığı için üst çevirim;
24
www.muhendisiz.net
Vk1-Vc(to)= L1xdi1(t)/dt + 1/c toò t1 i1(t)xdt + Ri1(t)
Volt
(4.1)
di1(t)/dt + 1/(L1C) toò t1 i1(t)dt+Ri1(t) = [Vk1-Vc(to)]/L1 Volt
(4.2)
Eşitliği ile tanımlanır.
eşitliği i1(t) için çözülürse;
i1(t) = [Vk1-Vc(to)]/WrL1 [e-ét sinWr t ] Amper
(4.3)
olarak bulunur. Çözüm için Wo, éve Wr
Wo²=1/L1C
é=R/2L
Wr = [ Wo²-é²]½
(4.4)
Eşitlikleri ile tanımlanmışt1r.
to<t<t1 aralığında ;
Vo=VR=i1(t)R=R[Vk1-Vc(to)]/WrL1 [e-ét sinWr t ] Volt
(4.5)
VL= L1xdi1(t)/dt = Wo/Wr [Vk1-Vc(to) [e-ét cos(Wr t+f ] Volt
(4.6)
Vc=Vk1-V L1-VR
=Vk1-Wo/Wr [Vk1-Vc(to) [ e-ét cos(Wr t-f ] Volt
(4.7)
eşitlikleri ile tanımlıdır. Son ikşi eşitlikteki f açısı ;
f=tan¯¹ é/Wr rad. eşitliği ile tanımlanır.
(4.8)
t=(P/Wr) = t1 anında;
i1(t) = 0 ve Vo=i1 (t1)R=0 olacaktır.
(4.9)
t1 anında C kondansatörü üzerindeki gerilim;
Vc(t1)=Vk1-[Vk1-Vc (to)] eép/Wr
Volt
olur.
(4.10)
İ1(t) akımının sıfıra düşmesi ile T1 transistörü kesime zorlanacaktır. Bu anda tristör üzerindeki
gerilim;
VAk1=Vk1-[V0(t1)+V1(t1)+VL(t1)]
Volt
(4.11)
Bu eşitlikte ;
Vo(t1) = VL(t1) = 0 olduğuna göre
VAk= Vk1-Vc(t1) < 0
(4.12)
olacaktır.
t=t1 anında T2 tristörü iletime alınırsa şekil.4.13’ te alt çevrimde gösterilen i2 akımı üstel
artmaya başlayacaktır.
t1<t<t4 aralığı için VL1(t) sıfırdır.
t1 anından ,
25
www.muhendisiz.net
Vak1=Vk1-[Vo(t)+Vc(t)]=0 volt
(4.13)
Olduğu ana kadar geçen süre (Dt), T1 tristörünün sönümü için yeterli ise (Dt³tq, tq tristör için
tanımlanan susma süresi) T2 tristörünü t1anında iletime almada herhangi bir sorun yoktur.
Eğer Dt<tq ise, şekil.4.13’ te gösterildiği gibi Dt+Dtbekleme³ tq şartı sağlanarak T2 tristörü t1
anından
Dtbekleme süresi kadar sonra iletime alınmalıdır. Çözümü Dt<tq varsayımı ileT2
tristörünün yeterli bir bekleme süresinden sonra iletime alındığı kabul edilmiştir. Bu
varsayımla T2 tristörü t1+Dtbekleme = t2 anında iletime alındığında;
t2<t<t3 aralığı için alt çevirim;
t1
-[Vk2+Vc(t2)]=L2 x(di2(t)/dt) +1/c toò i2(t)dt+Ri2(t)
(4.14)
eşitliği ile yazılabilir. Bu eşitlikten i2(t) akımı;
i2(t) = - [Vk2+Vc(t2)]/WrL2 [e-ét sinWr t ] Amper
olarak bulunur.
(4.15)
Eğer Vk1=Vk2 ve L1=L2 ise
İ1(to<t<t1)= -i2 (t2<t<t3) Amper
Vc(to)= -Vc(t1)= -Vc(t2)=Vc(t5)
(4.16)
volt
(4.17)
olacaktır. Böylelikle devre elemanları üzerinde doğru gerilim ve doğru akım bileşenleri sıfır
olacak, devre elemanları üzerindeki gerilim ve akım dalga şekilleri simetrik olacaktır. Yük
akımının sıfır olduğu anlardaki kondansatör gerilimi (4.10 ) ve (4.17) eşitlikleri kullanılarak;
Vc(t1)=Vk1 [1+e -éP/Wr ] / [1- e -éP/Wr
Volt
]
(4.18)
olarak bulunur.
Eşitlik (4.2)’ den tristör akımı tepe değeri;
İTtd = [[Vk1-Vc(to)]/ [WoL]] e -(é/Wr ) / (p/2 - f)
Amper
(4.19)
eşitliği ile bulunur.
Tristör akımının tepe değerine ulaşma süresi ise;
ta=[tan¯¹ ( Wr/ é )]/Wr
Saniye
eşitliği ile hesaplanır.
26
(4.20)
www.muhendisiz.net
Şekil.4.14.Yük komütasyon devresinin çalışma periyodu.
27
www.muhendisiz.net
4.3.6.Yarım Köprü Seri İnverter :
Mevcut tristörlerin sönme yeterince kısa olmayışı daha yüksek çalışma frekansları için
tristör yerine farklı yarı iletken eleman kullanımı gerektirmiştir.
MOSFET transistörlerinin açılma ve kapanma sürelerinin çok kısa olması nedeniyle
tristörlerle gerçeklenebilecek inverterlere göre daha yüksek frekanslarda çalışma olanağı
sağlar, fakat iletim süresince geçit işaretinin sürekli uygulanma zorunluluğu, savak – kaynak
iletim direncinin geçit işareti biçimine ve genliğine bağımlı olması, denetleyici donanımını ve
denetleyicinin güç devresinden yalıtılmasını zorlaştırır. MOSFET kullanımında dikkat
edilmesi gereken diğer bir husus transistör için tanımlanan drain- source gerilimi üzerine
çıkılmamasıdır. Özellikle endüktif yüklerde anahtarlama anlarında oluşan kısa süreli geçici
gerilim sıçramaları dahi transistörü yakamaya yeterlidir. Bu sorun ya tasarımda yeterli
güvenlik payı bırakılarak, yada drain source arasında geçici gerilim sıçramalarını sınırlayıcı
(veya önleyici) ek elemanlar kullanılarak çözümlenir. MOSFET transistörlerde sönüm için
geçit işaretinin sıfır olması yeterlidir, böylece transistörlü tip inverterlerde olduğu gibi
komütasyon elemanlarına ihtiyaç duyulmaz.
Bir MOSFET transistör ile ancak 4 – 4,5 kW güce kadar kaynak gerçeklemek
mümkündür. Fakat eklem direncinin artan ısı ile artması ve düzgün akım paylaşımı, normal
transistörlerin aksine çok sayıda MOSFET transistörü paralel bağlanarak daha büyük güçlerde
güç kaynakları gerçekleme olanağı sağlar.
Denetleyicinin güç devresinden yalıtılması ve geçit işaretleri yükselme – düşme
sürelerinin mümkün olduğunca kısa süreli olması amacı ile opto – izolatörler kullanılmıştır.
Bu çözüm her transistör için ayrı, yalıtılmış güç kaynaklarının kullanımını gerektirmiştir.
Mevcut opto – izolatörlerde yükselme – düşme sürelerinin yeterince kısa olmayışı çalışma
frekansına yeni bir sınırlama getirmiştir.
Yarım köprü seri inverter devresinde kullandığımız tristör yerine MOSFET transistör
kullanılarak gerçeklenmiştir. Bu devre aşağıda şekil.4.15’te görülmektedir.
MOSFET transistörlerde drain – source arası ters gövde diyodu bulunması nedeniyle,
jher yarım periyot sonlarında tanımlanan akımların ters yönde akışlarını engellemek için D1 ve
D2 diyotları kullanılmıştır.
İnverterin çalışması bir önceki kısımda verilen inverterin çalışması ile aynıdır.
Denetleyicinin başlangıçta birinci transistörü iletime alıp, daha sonra yük akımının yönünü ve
28
www.muhendisiz.net
sıfır geçişlerini algılayarak transistörleri birbirlerinin tümleyeni olacak şekilde sürmesi
nedeniyle başlangıç için C kondasatörü üzerinde Vc(to)<Vk1 gerilim koşulu sağlanmış
olmalıdır.
Sekil.4.15.Yarım köprü seri evirgeç.
1-Savak (drain)
2-Geçit (gate)
3-Kaynak (Source)
Ek bir donanım ile her çalışma başlangıcında kondansatör gerilimi sıfır veya sıfıra yakın
bir genliğe indirgenerek bu koşul sağlanır. Endüksiyon bobini güç faktörü paralel kondansatör
ile düzeltilip, amaçlanan çalışma frekansında sadece rezistif yük olarak görüleceği kabul
edilerek, araştırma süresince bütün çalışma frekanslarında yük olarak direnç kullanılmıştır.
Mevcut opto-izolatörlerin yükselme-düşme süreleri 4,5 µs’ye indirgenebilmiştir.
4.4. Endiksiyonla Isıtma Uygulamaları için Yarıiletken RF Üreteçleri :
4.4.1.Güç MOSFET Transistörleri :
Güç MOSFET’i çeşitli üreticiler arasında günümüzde 50 V/ 60 A ile 100V/ 3 A arasında
rotinglere sahip bir alan etkili transistördür. Şekil 4.16 ’da bir N kanal ve bir P kanal
MOSFET transistor terminal potansiyellerin polaritesi ile normal transistor çalışmasındaki
29
www.muhendisiz.net
akım yönü ile görülmektedir. MOSFET’te bir iç ters PN jonksiyonu ile görülmektedir.
MOSFET bir iç ters PN jonksiyonu diyodu, transistor ile aynı akım değerine sahip olarak
bulunur. Bu diyot herhangi bir dıştan bağlanmış ayrık diyot gibi transistörün etrafından bir
ters akım yolu için önemli bir devre elemanıdır.
Şekil.4.16.Güç MOSFET transistörünün dahili diyot ve akım ve gerilim poleriteleri ile
gösterimi.
MOSFET trasistör drain (D) ve source (S) terminalleri arasında akım akışını kontrol
eden yalıtılmış bir gate (G) sahip bir gerilim kontrollü cihazdır. N kanal MOSFET’e
uygulanan bir pozitif gate – source potansiyeli drain’den source’a akım akmasına neden olur.
P kanal MOSFET için kanıtı doğrudur. Negatif bir gate-source
gerilimi potansiyeli
source’ dan drain’e akım akmasına neden olur. Drain akımı gate-source gerilimi ile kontrol
edilebilir. Gate’ in dış devrenin empedansı ile tespit edilmiş bir seviyeyi aşmasıyla switch-on
yapılabilir. Yeterli gate sürgüsüyle drain’ den source’ na karakteristiği yüksek akım
MOSFET’ler için Is’ den daha az olarak “ON” dirençleri ile rezistif görülür. Bu “ON” direnci
dış akım dengeleme bileşenlerine ihtiyacı ılımlaştıran ve paralellemeyi daha kolay hale
getiren paralel bağlı cihazlar arasında akım paylaşımını destekleyen pozitif bir sıcaklık
katsayısına sahiptir.
4.4.2.Temel RF İnverter :
Şekil.4.17’de endüksiyonla ısıtma için geliştirilmiş 1 kW’ lık rezonans inverterin temel
devresi görülmektedir. İç diyotları reaktif olanlar için DC kaynağa dönüş yönü sağlayan
Q1-Q4 MOSFET transistörler
tam bir köprü, gerilim beslemeli inverter olarak
konumlandırılmıştır. Daha yüksek güçler için paralellenmiş MOSFET transistörler kullanılır.
Örneğin 3 kW içinher bacakta 4 tane paralellenmiş 6a ( 450V ) cihazlar inverterin DC
30
www.muhendisiz.net
terminalleri sığası inverterin DC potansiyelini fazla değiştirmeden inverter girişinin AC
bileşenlerini geçirmeye yeterli olan RF bypass kondansatörü (RFBC) ile sıkıca kuple
edilmiştir. İnverterin AC terminalleri yapı olarak rezonans kondansatörü Ct ve endüksiyon
yük bobini Lt’ den oluşan yüksek Q’lu seri bir rezonans devre olan RF yük devresini
sürmektedir. RFT trafosu yük empedansını inverterin VA yeterliliği ile uyuşturur. Bu arada
RFCC kuplaj kapasitesi primer sarıma herhangi bir DC akım akmasını engeller ve çekirdeği
sature eder. Bu iki bileşen rezonans devre parametrelerine üzerinde minimal etkiye sahip
olacak boyutlardadır.
Şekil.4.17.Temel RF inverter.
Çalışmada MOSFET transistörler köşegen çiftler halinde anahtarlanırlar. İnverterin AC
terminallerinde kare dalga gerilim çıkışı sağlamak için Q1 ve Q2 her yarı saykılda Q3 ve Q4 ile
sıra değiştirirler. Seri rezonans devresinde elemanların rezonansta sürülmesi yük bobininde
max-güçte oluşturur ancak Ct ve Lt’ nin doğal rezonans frekansından farklı bir MOSFET’
lerin anahtarlama frekansında sürülmesi düşük çıkış akımına yol açar.
Eğer Q1 ve Q2 MOSFET transistörleri iletimde iken Q3 ve Q4 MOSFET diyotları da
iletimde olsaydı, iletimde olan transistörler ve iletimden çıkan diyotlar arasında pozitif bus ve
negatif bus arasında kısa devre akımları olmasını engelleyemeyeceklerdi.
31
www.muhendisiz.net
4.4.3.Kapı Sürme Devreleri :
Şekil.4.18’ te kapı sürme devresi aşağıdaki işlevleri yerine getirmek için tasarlanmaştır.
1) Drain’ den source’a 100 ns ve daha aşağı anahtarlama zamanları için inverter MOSFET’
leri giriş sığalarını (ciss) şarj ve deşarj etmek
2) Kısa devre shoot through akımlarını engellemek için inverterin bir kutbunda seri bağlanmış
ve sırayla çalışan MOSFET’ lerin iletime geçiş ve kesime geçişleri arasında boş bir zaman
sağlama
3) Komşu cihazın anahtarlanması ile mümkün yanlış ve tüme geçmeyi engellemek için
durgun hal anahtarlama işlemi sırasında her MOSFET’ in gate ve source küçük bir empedans
sağlamak
4) Shut-down sırasında MOSFET’ lerin yanlış ateşlenmesini engellemek
İnverter güç cihazlarını kapılamak için Q9 ve Q10 MOSFET’leri DT trafosu 4 tane
yalıtılmış sekonder sahip bir push – pull sürücü oluşturur. 0.4µ h civarında düşük kaçak
endüktans için özel sarılmış olup primerden her sekondere sarım oranı 1:1’1 bu kaçınılmaz
trafo kaçak endüktansı artı kaçak ile aynı genlikli hat endüktansı MOSFET’ in giriş sığasını
şarj etmek için bir RLC devresi oluşturur. R1, R2, R3 dirençleri Q»1 olan bir devre için
boyutlandırılmış olup MOSFET iletime geçiş şarj yolundadır. Kesime geçiş deşarj yolunda
sadece R2 ve R3 bulunmaktadır. Böylece devre Q»2’ ye artar ve bu da giriş sığasının şarjından
daha hızlı bir deşarja yol açar. Bu ise, kıyasla daha yavaş iletime geçiş zamanlı ve kıyasla
daha hızlı kesime geçiş zamanlı bir asimetrik kapı sürüş sinyali sağlar.
Kapı sürücü alternatif bir kaynak olduğundan iletimde olan MOSFET anahtarlamaya
başladığında kesimden akan MOSFET’ in kapısında önemli bir negatif potansiyel bulunur. Bu
durumda konusu MOSFET’ in anahtaralanması ile ortaya çıkan transient D-G akımları
kesimden çıkan MOSFET’ in tekrar gerçek olamayan iletime geçmesine sebep olmalıdır.
Eğer sürücü MOSFET transistörler Q9 ve Q10’ dan vuruları uzaklaştırarak durdurulursa
DT’ nin p primerindeki akım, diğer I/2 primer ve kesimde olan diğer cihazın trafosundaki
enerji kayboluncaya kadar inverter MOSFET diyotlarının hesapta olmayan kapılanmalarına
ve sonra açık devre G-S sürücü bağlantısına yol açardı. Eğer inverterdeki akortlu yük hala
inverter MOSFET diyotlarının üzerinden RF bypass kondansatörüne doğru iniyorsa,
diyotların anahtarlaması gibi D-S geriliminin çabucak şarjı şimdi açık devre konusu
MOSFET’ i iletime geçirebilir.
32
www.muhendisiz.net
Şekil.4.18.Temel Kapı Sürme Devresi
4.4.4.KW RF Üreteç Devreleri :
Tam 3 kW RF üretecinin temel şeması şekil.4.19’ da gösterilmektedir. 3 fazlı bir tam
dalga doğrultucusu inverterdeki MOSFET’ lerin gerilim miktarını efektif olarak
kullanabilmek için
kullanılmıştır. Endüksiyonla ısıtma yükleri nadiren dalga biçimi
modülasyon kısıtlamalarına sahip olduğundan süzme oldukça gereksizdir. Böylece
transistörlere aynı gerilim baskısı uygulandığında 3 faz ile verilen bir inverter fazı da %50’
den fazla güç verimine sahiptir.
Kondansatör üzerinden RFFC beslemesi ve şok ile radyo frekansı filtreleme AC güç
hatlarına RF geri beslemesini minimize eder. DC ani bastırıcı aşağıdaki durumlar boyunca
bypass kondansatörü RFBC üzerindeki herhangi bir sıçrama gerilimini aşağıda tutar.
1) RFBC’ nin LC rezonans şarjı ve ana devre kırıcının iletime geçiminde
2) Aşırı yük durumunda inverter kapılamanın kapatılması ve RFL şok’ tan RFBC’ ye enerji
transferi
3 )Az yük durumundan inverter kapılamanın kapatılması yüksek Q çıkış devresinden RFBC’
ye enerji transferi inverter köprüsü her bacakta ortak bir su soğumalı soğutucuya monte
edilmiş 4 paralel MOSFET transistörden oluşur. Her transistör için kapı devreleri
şekil.4.18'’de gösterildiği gibidir. Her bacak için böyle dört devre bir FET sürüş borduna
monte edilir ve su banyosuna konulur.
33
www.muhendisiz.net
Dört inverter bacak grupları (Q1-Q4) çok katlı düz buslarla simetrik bir biçimde birbirine
bağlanmıştır. Öyle ki endüktansları minimize edecek şekilde eşit ve zıt akımlar akmaktadır.
Bu düşük endüktans tekniği RFBC bypass kondansatöründen her drain source bağlantısı
üzerinden RF çıkışına kullanılır. DC girişten RF çıkışa kadar olan toplam endüktans 0,3 µH
civarındadır.
Üç tane RF akım trafosu kontrol ve koruma işaretlerini sağlarlar.
3 kW RF üretecin çıkış değeri nominal olarak 18,7 Amper’ lik (sinüsoidal) 250 V tepe
değerine sahip bir kare dalgadır. 60 Hz hat varyasyonları hariç çıkış gerilimi neredeyse
sabittir. Akım genlik ile değişecektir, kare dalganın genlik değişimi temel bileşeni seri
rezonans yük devresi için uyarma gerilimidir. RF endüksiyon yük bobinleri 20-60 civarı Q’
ya sahiptir. Bu sayede max güç için rezonans frekansında sürüldüğünde bir bobin üzerine ve
RF çıkış terminallerne doğrudan bağlı akortlama kondansatörü üzerinde oldukça yüksek
potansiyeller düşecektir. Genelde 3 kW veya civarı RF yük bobinleri 4500 V/18,7 A=240W’
dan daha düşük empedansa sahip olabilirler. Genellikle empedans uyuşturmasına ihtiyaç
duyulur.
Genelde kullanılabilen büyük RF uyuşturma trafosu uyarma akımı büyük ve kötü bir
primerden sekondere kuplaja sahip hava çekirdeğidir. Böyle bir trafo reaktif akım ve gerilim
gereksinimlerinden dolayı bir inverter ile kullanılmaya uygun değildir.
Evrensel çekirdek tipi bir trafo 54:1 yük empedansı uyuşturma aralığını sağlayacak
şekilde geliştirildi. Aynı sarımlı bir çekirdek üzerindeki ayrı primer ve sekonder sarımlar
yaklaşık 15 adımda 5,1V / 823A’ den 37,5V / 112A’ e kadar çikiş gerilim ve akımlarını
sağlayacak şekilde seri veya paralel bağlanmaktadır.
Bu sayede 3 kW seviyesinde 102V / 823A’ den 2250V / 112A’ e (20 £ Q £ 60) arasında
empedansa sahip endüksiyon bobinleri uyuşturulabilmektedir. Bu tarafa max 1 Amper’lik
primer uyarma akımı ve max 94 watt’ lık bir kayıpla 100 kHz ile 500 kHz arasında çalışmak
içim tanımlanmıştır.
34
www.muhendisiz.net
Şekil.4.19.Genel RF generatör.
35
www.muhendisiz.net
4.4.5. Kontrol :
RF üreteci için temel kontrol gereksinimleri şınlardır :
1) RF çıkış akımının ( ve gerekirse çıkış gücünü ) seri yükü doğal rezonansa yakın veya
uzakta uyarmak için çıkış frekansında değişiklikler oluşturan bir kapalı döngü ile kontrol
etmek gerekir.
2) Çıkış akımının faz açısını çıkış gerilimine göre saptamak ve en kötü bir geri fazda olma
haline sıfırlamak için sınırlayıcı faz kontrolünü “anahtarlamalı” bu iki durum için
gereklidir(1) Referans tarafından istenen akımın rezonansta elde edilebilecekten daha
yükse olduğu az yük bu frekansın rezonanstan alt frekans sınırına doğru kaydığı
kontrolümüz dışı bir durumda sonuçlanır.(2) akımın yavaş ters bağlı MOSFET
diyotlaradan hızlı transistörlere uygunsuz komütasyonu engellemek.
3) Seri rezonans kondansatörü (Ct) üzerindeki gerilimi saptamak ve beklenen devre Q’
sından daha yüksek aşırı potansiyelin oluştuğu yerde sınırlayıcı gerilim kontrolünü
anahtarlamak.
4) Yüksek frekans ve alçak frekans değerlerinin sınırlamasını sağlamak.
36
www.muhendisiz.net
BÖLÜM : 5
ENDÜKSİYON ISITMA İÇİN 25-kW / 50-kHz GENERATÖR
5.1.Gelişmiş Transistörlü Jeneratörün Temel Belirleyici Özellikleri :
Bu jeneratörün verimi %90’ dan yüksektir. Bu jeneratörle operasyon çok geniş frekans
alanında yapılır.Frekans alanı ile aynı jeneratörün oranı 1:3’ dür. İndüktörlerin değişimi
basittir, çünkü geniş frekans alanında kullanılmış oluyor. Bu jeneratör yaklaşık olarak 11.
boyut elektronik tüp jeneratörlerinin karşılaştırmasıdır.[Enrique,1991]
5.2.Temel Topolojisi :
Temel olarak, endüksiyon ısıtma jeneratörünün yükü olan indüktör bulduğumuz
herhangi bir parçayı ısıtır. Direk bir beslemede ısıtma bobinin gerçek güç oranın yüksek
olarak meydana geldiği anlaşılır. Bu yüzden bu ısıtmanın bedeli olan bir bobine ihtiyaç vardır.
Bu yüzden güç faktörünün kapasite boyutları çıkışta taşınır, böylece bu faktör çalışma
frekansı ile birlikte kapatılabilir.
Bunun için kapasitör burada seri veya paralel induktör ile bulunabilir. İlk olarak, yük
akım kaynağı gibi davranmak ister (endüktans seri durumda ) bunun için yük bir voltaj
kaynağından beslenir (voltaj kaynaklı inverter). İkinci durumda yük rezonans devreye paralel
bağlandığı zaman votaj kaynağına tepki vermek ister ( kapasitör paralel durumda) ve bu
yüzden bir akım kaynağı ile beslenir (akım kaynaklı inverter).
Bir başka şekilde bir rezonans yük bir inverter ile sürüldüğünde her zaman çıkış akım ve
voltajı arasında bir faz kayması değişikliği yapacaktır. Bu durumda seri yükün akımı, kısa bir
zaman aralığında güç kaynağına dolaşacaktır. Bu kastedilenler seri rezonans yüklü bir
inverterde anahtarlamalar çift yönlü akım ve tek yönlü bir voltaj ile olamak zorundadır.
Paralel rezonans yüklü bir inverter kısa bir zaman arlığında çıkış akımına karşı, çıkış
voltajı oluşturacaktır. Bu durum için anahtarlamalar çift yönlü voltaj ve tek yönlü bir akımla
olamk zorundadır. Şekil 5.1’ de bu iki devre için teorik farklılıklar özetlenmiştir.
37
www.muhendisiz.net
Şekil.5.1.Seri ve Rezonans topolojiler arasındaki farklılıklar.
5.3.Güç Bölümünün Tanımlanması :
Üretim sırasında bir düşündüğümüzde avantajların yanında dezavantajlar gözönünde
bulundurularak iki temel topoloji ve jeneratör uygulama tiplerinden tam köprü şekli için
paralel rezonans inverteri seçeriz. Bu gelişmiş jeneratörün blok diyagramı şekil.5.2’ de
gösterilmiştir.
Pratik olarak Q1-Q4 anahtarlaması çift yönlü voltaj ve tek yönlü akım ile yerine getirilir.
Burada C kapasite bedelini ve L ısıtma indüktörünü gösterir.
Jeneratörü oluştururken kontrolsüz tam köprü doğrultucu ile 3 fazlı giriş akımının
biçimi DC’ ye çevirilir. Bir kıyıcı kontrolü ile yüke güç dağıtılır. Bu olay jeneratörün fazı
başlarken , limit akımı esnasında başlatma devresinin görevidir veya bu durum için kısa devre
ve akım beslemeli bir transistörlü bir köprü inverteri, paralel rezonans devrenin dc giriş
akımını yüksek frekans akım biçimine dönüştürür, yükteki istenilen gücü oluşturur.
Jeneratörde güç dağıtım kontrolü için bir geri besleme bağlanarak nominal bir dc akımı
ile gerçek bir karşılaştırma yapılır. Çıkış her saykılda bir kıyıcı ile düzene sokularak bağlanır.
İnverterin kontrolü, böyle bir yol ile sürülen sinyal Q ve tamamlanmış Q” sinyalinin her
bir anda sahip olduğu frekans, yükün rezonans frekansından düşüktür.
Bu güç yapısının kontrolü, dört tane gelişmiş çift boyutlu bordlarla yapılır. Bu bord
kıyıcı, başlatıcı ve inverter köprüsünden oluşur. Bu bordlar fişe takıldığında güç transistörleri
su ile soğutulur.
38
www.muhendisiz.net
Şekil.5.2.Paralel rezonans inverterin genel blok diyagramı.
5.3.1. Kıyıcı Tanımı :
Kıyıcı yapısı, anahtarlama ile beraber bir network şeklinde şekil.5.3 ile gösterilebilir.
Şekil.5.3.Kıyıcı yapısı.
L1 bobinin dizaynında di/dt limit değeri 50A/µs’ den daha azdır ve C1 kapasitörü limit
VCE değeri kollektör akımının düşme zamanı bittiğinde 200 V’ dan daha azdır.
Anahtarlamada kullanılmış olan kıyıcı , 25 kW / 50 kHz oranlarındaki jeneratör için
Darlington yapısı şekil.5.4’ de görülmektedir. Transistörler ile beraber soğutucu su ve izolatör
örtü kullanılmaktadır.
39
www.muhendisiz.net
Şekil5.4.Kıyıcı anahtarlaması.
Şekil.5.5’ de, şekil.5.4’ deki kıyıcı anahtarlaması için kollektör akımının ve kollektöremiter voltajının deneysel dalga formları görülmektedir.
Şekil5.5.Kıyıcı anahtarlaması için Ic, VCE dalga formları. Alttaki izlenen; Ic (50A/div); Üstteki
izlenen;VCE (200 V/div); zaman ölçeği; 0,1ms/div.
5.3.2. Başlatma devresinin Tanımı :
Bu devrede inverterin giriş akımının sınır değeri , inverter rezonans frekansındayken ve
sürme frekansındayken aynı değildir. Bu olay, inverterin başlama evresinden yükün kısa
devre olamasına kadar iyidir. Başlatma devresinin güç yapısı Şekil.5.6’ da görülmektedir.
40
www.muhendisiz.net
Şekil.5.6.Başlatma devresi.
Buradaki Q transistörünün anahtarlaması
kıyıcı anahtarlama devresininkine
benzemektedir. Yük rezonans devresinin ve inverterin frekansları aynı olamyınca, Q anahtarı
kesimde iken R direncinde akımın sınır değeri oluşur. Frekanslar aynı olunca, Q
anahtarlaması doyumda olur ve akımın sınır değeri oluşmaz. Bu iki ayrı durum için zorunlu
olarak akım düzenleyici lojik kontrol devreleri oluşturulur. Burada C2 kondansatörünün
görevi manyetik enerjiyi emerek depo etmektir.
Bu kapasitör, Q anahtarlaması sırasında kollektör- emiter voltajının max. 700 V’ u aştığı
kötü bir zaman için dizayn edilmiştir.
5.3.3. İnverterin Tanımı :
Bu yapı akım beslemeli bir tam köprü inverterdir. Şekil.5.7’ de bir inverter
anahtarlaması, 25 kW/50 kHz jeneratör ile beraber bunun anahtarlamasını sağlayan bir
network olarak gösterilmiştir. Seri diyot ile gerekli transistör bloku negatif voltajda A-B
arasında anahtarlama yapar. Bu sürücü devre için çift lojik kontrol tercih edilmiştir.
Şekil.5.7.Köprü inverterin anahtarlaması ile anahtarlamaya ait sistem.
41
www.muhendisiz.net
5.4.Anahtarlama Süreci ve Anahtarlamayı Destekleyen Network :
Burada amaç sunulan parçanın, inverter değişim sürecinde iken davranışını analiz
etmektir ( çıkış voltajı ve akımı arasındaki faz açısı değişimi ). F açısı pozitif ve negatif
olduğu zaman, amaç inverterin operasyonunun en iyi şeklini seçmektir.
İnverterin teorik dalga şekilleri şekil.5.8’ de görülmektedir.
Şekil.5.8.İnverterin teorik dalga şekilleri.
İnverter VQJ voltajı içinde iken QJ anahtarlaması ile inverterin VMF çıkış gerilimi ve IMF
çıkış akımını verir.
Diğer taraftan,
F=arg [ Z(jw) ] = (-) arg Q(w/wo – wo/ w )
buradaki Q, rezonans devrenin Q faktörüdür ve
Wo = 2pfo = 1/SQRT (LC) ‘ den sonuçlanarak,
f >fo = f = (-) = faz arkadan gelir.
f<fo = f = (+) = faz öndedir.
Bu yüzden, inverter kontrolünde : Q sürülürken ki frekans, çıkıştaki Q” rezonans
frekansından daha yüksek ise açı negatif, yine sürülen frekans, çıkıştaki rezonans devre
frekansından daha küçük ise açı (+)’ dır.( Q1-Q4) anahtarlama sürecindeki değişikliklere bağlı
olarak faz açısı
f’ nin büyük tepkilerini gördük. Sonuç olarak; anahtarlama türlerinin
destekleyen network kullanılmış oldu.
5.4.1. f < 0 ile Değişim Süreci :
42
www.muhendisiz.net
Düşündüğümüzde inverterin frekansı yükün uygun olan frekansından yüksektir. Bu
durum için f negatiftir.
Bunun değişim süresince eşdeğer devresi şekil.5.9’ da verilmiştir.
Şekil.5.9. f < 0 olduğu zaman değişim sürecinin eşdeğer devresi.
Bu anda T1’ in “ 0 “ a gittiği temel sinyalde ve T4’ ün “ 1 “ e gittiği sinyalde çikiş
kapasitör voltajı pozitiftir. Anahtarlama sürecindeki dalga şekilleri şekil.5.10’ da gösterildiği
gibidir. Lp, elektrik parazitleri içim endüktansı gösterir.
Şekil.5.10 f < 0 olduğu zaman anahtarlama sürecinin dalga şekilleri.
43
www.muhendisiz.net
Burada turn-off zamanının, T1’ in turn-off zamanına bağlı olmadığına fakat T4’ ün turnoff zamanına bağlı olduğuna dikkat edilir.
f < 0 ( f > fo) iken değişim sürecindeki avantajlar (+) ve dezavantajlar (-) aşağıdaki
gibidir.
(+) Değişimin turn-off zamanında kayıpları yoktur.
(-) Değişimin turn-on zamanında kayıpları vardır.
(-) Seri bağlı diyotların oluşturduğu düzeltilmiş akım
(-) Seri bağlı diyotların seçimi
(-) Seri bağlı diyotlardaki negatif voltaj
(-) Seri diyotların düzeltici etkisi iyi bir alanı kötüleştiren problem oluşturuyor. ( çok
yüksek di/dt oranı ve çok yüksek IRRM yolu oluşturuyor.)
(-) Seri diyotların turn-off ve lojik kontrolündeki mümkün problemler
(-) EMI ve RFI arayüzey problemleri
Daha önceki turn- on anahtarlama zamanındaki problemleri azaltmak için T4’ ün di/dt
oranını azaltmak gerekir, bu nedenle D1’ in turn-off hızı azaltılır.
Her nekadar, magnetik doyma endüktansları genellikle yüksek frekansta pratikte
mümkün değildir.
5.4.2. f > 0 ile değişim Süreci :
Bu durum için, inverterin frekansı yük rezonans frekansının altında olmak zorundadır.
Değişim esnasındaki eşdeğer devre sekil.5.11’ de gösterilmektedir.
Şekil.5.11. f >0 olduğu zaman değişim sürecinin eşdeğer devresi.
44
www.muhendisiz.net
Giriş Q, “0” ve çıkış “1” e giderse, çıkış kapasitörünün voltajı şekil.5.11’ de
görülmektedir. Bu durum için kontrol T1’ in turn-off süres, ile yapılır. Yalnız T1 anahtarı
kapandığında D4 diyotu başlama davranışı gösterebilir. Bu durumda seri diyot pozitif voltajla
kesime gitmekte ve bu sebeple seri diyotta düzeltme problemi oluşmaz.
Anahtarlama sürecindeki dalga şekilleri şekil.5.12’ de gösterilmektedir.
f >0 ile değişim sürecindeki (+) avantajlar ve (-) dezavantajlar aşağıdaki gibidir.
(+) Turn-on zamanında kayıplar yoktur.
(+) Seri diyotlarda akım düzeltme yoktur. Yüksek çalışma frekansında bu çok önemli
bir gerçektir.
(-) Turn-off zamanında kayıplar vardır.
(-) T1 uç noktada bir voltajdır.
(-) İyi bir plan yapılması zorunludur.
Şekil.5.12. f >0 olduğu zaman anahtarlama sürecindeki dalga şekilleri.
45
www.muhendisiz.net
Üretim gözönünde bulundurulduğunda değişim sürecinde f > 0 ve f < 0 durumları
meydana gelir, yüksek frekans için çalışmaya f >0 durumu daha uygundur. Bu yolda inverter
frekansı yük rezonans frekansından aşağıda olmak zorundadır. Bu durum için networkü turnoff anahtarlama yapmak zorundadır.
İnverter anahtarlamasında VBE ve VCE dalga şekilleri şekil.5.13’ te görülmektedir.
Şekil.5.14’ te kollektör akımı ve QJ anahtarlamasındaki VQJ voltajı görülmektedir.
Şekil.5.13. İnverter anahtarlaması için Vbe ve Vce dalga şekilleri. Aşağıdaki bölge: Vbe
( 10V / diV ) ; Yukarıdaki bölge: Vce (200 V / div ); Zaman oranı ; 5 µs / div.
Şekil.5.14. Ic ve VQJ dalga formları. Aşağıdaki bölge ; Ic (50 A/div); yukarıdaki bölge; VQJ
(200 V/div) ; Zaman Oranı: 5 µs/div.
46
www.muhendisiz.net
5.5. Konverterin Lojik Kontrolünün Tanımlaması :
İnverterin kontrol devresinin blok diyagramı şekil.5.15’ te görülmektedir.
Bu ana bedel bir zamanlı devre dahil edersek S=S1 kabul edebiliriz. Bu, VCO osilatör
kontrolü ile bütünleşen temel bir devreden oluşur.
SİG, bir kontrol sinyalidir, böyle bir yolda SİG “ 1” olduğu zaman girişler ile negatif
VMF ( inverter frekansı rezonans frekansından yüksek) arasında faz kayması oluşur ve çıkış
yükselmeye eğimli hale gelerek, VCO frekansı azalır.
Diğer taraftan S ile pozitif VMF ( inverter frekansı, rezonans frekansından düşük )
arasındaki faz kayması çıkışı azalmaya eğimli hale getirir ve VCO frekansı sonuçta artar.
Belliki sinyaller S ve VMF fazının zamanını kanıtlamak gerekir.
Şekil.5.15. İnverde kontrol devresinin blok diyagramı.
S ile etkin haldaki inverter transistörlerinin sinyalleri arasında bir gecikme olamaz ise bu
tamamen gerçek olur. Gerçek bir devrede her zaman bu geçikmeler bulunmakta ve çıkış
akımı, çıkış voltajından geridedir (f > 0). Belliki bu etki frekansı yükselmesini eğimli hale
getirir.
Bir zamana bedel devre çalışması bu yol ile S1 sinyalleri ( faz komparatör sinyalleri) , S
sürme sinyallerini geciktirirler. S1 sinyalleri ile VMF faz işaretli sinyaller sabit durumdadır.
Çünkü ; S1 sinyalleri Dt kadar S’ den önde gitmektedir. Dt iyi bir ayarlamadır. Biz bu Dt
bedelini, Df faz kayması üreterek, transistör anahtarlamalarını, lojik gecikmelerle elde ederiz.
Burada yüksek frekans indüksiyon ısıtma uygulaması gerçekleştirilmiştir.
47
www.muhendisiz.net
Bu köprü inverteri darlingtone konfigürasyonlu bir bipolar transistör ile 50 kHz ve
üzerinde çalışabilmektedir. İnverterin kontrolü devresive bu yolda rezonans ve inverter
frekansları hemen hemen her anda aynıdır.
Giriş kıyıcının geri besleme bağlantısı ile her saykılda yük düzene sokularak güç
dağıtımı yapılır.
48
www.muhendisiz.net
BÖLÜM : 6
SONUÇ
Bu çalışmada elektomagnetik endüksiyon ısıtma genel olarak anlatılmış ve özellikle
yüksek frekansla ısıtma üzerinde durulmuş, bununla ilgili ısıl işlemlerin temel prensipleri
işlenmiştir. Endüksiyonla ısıtmada rezonans devreli inverterler kullanılarak, çeşitli avantajlar
sağlanabilir, daha yüksek frekans ve güç değerlerine çıkılabilir. Genelde endüksiyonla ısıtma
için kullanılan gücün elde edilmesinde yülsek frekans ve yüksek güç yeteneğine sahip
yarıiletken elemanlar gereklidir. Güç elektroniğinin sağladığı olanaklardan yararlanmak sureti
ile ekonomik, güvenilir, çok yönlü kontrol ve kumanda imkanı veren bir endüksiyonla ısıtma
tesisi gerçekleştirilebilir.
Yüksek frekans anahtarlamada kullanılan
Effect Transistor)
SIT ve GaAsFET(Galyum Arsenit Field
gibi elemanlar anahtarlama hızı açısından güç MOSFET’ini aşacak
olmalarına rağmen yüksek frekans anahtarlamaya en uygun eleman güç FET'’leridir. Kabul
edilebilir güç seviyeli (500 W ve fazlası) için anahtarlama frekansı 1 MHz bölgesiyle
sınırlıdır. Hatta burada bile anahtarlama kayıpları çok etkindir. Elemanlar eklem sıcaklık
roting’lerini karşılacak biçimde etkindir. Elemanlar daha küçük güç değerlerinde
çalıştırılmalıdır. Çok daha küçük ters transfer sırası olan RF güç MOSFET’leri 10 MHz’e
kadar frekanslarda anahtarlama yapabilir. RF güç MOSFET ‘lerinin anahtarlama zamanı 50 –
100 nsn. Civarındadır ve 500 kHz’e kadar frekanslarda büyük KW’larda güç üretebilir. Ancak
yine de bunlar, IRF 450 gibi güç MOSFET ‘leri ile karşılaştırıldığında sadece düşük güçlü
elemanlardır.
MOSFET transistörleri endüksiyonla ısıtma uygulamaları için yarıiletken RF
üreteçlerinde kullanılmaktadır. Bu RF üreteci 10 kHz ile 500 kHz arası frekanslarda tam güç
çıkışına sahip bir yük rezonansını izleyen rezonans inverteridir. Çıkış güç seviyeleri
endüksiyon bobini KVA’lardan 200 KVA (400 V ve 500 A ) ve daha yukarısı için KW
seviyesindedir. Bu yarıiletken Rf üreteci endüstride daha iyi bilinen düşük frekans güç
inverterlerine benzer karakteristiklere sahiptir. Yani tamamen yarıiletken, yük verimi % 90’a
yakın küçük ve yoğun vakum tüpü ile hareketli kısımları bulunmaz.
49